Page 218 - 应用声学2019年第4期

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2.3 基于声屏蔽和方向零陷的联合抑制 观给出信号抑制效果，仿真信号未采用复杂的编码
从上述分析看到，声屏蔽技术是从近场声聚焦 连续信号，仍采用的是线性调频信号，信号的扫频范
与声屏蔽的角度来论述的。若目标点处于阵列的远 围为 900 Hz∼1700 Hz，信号长度为 18 s，发射信号
场，则聚焦权对应的是远场波束形成的权矢量。那 间隔为 20 s。发射声源级为 185 dB，不考虑发射指
么，利用式 (18) 的 W opt 对声源干扰进行声屏蔽，改 向性；目标强度为15 dB，传播损失为球面扩展损失；
善远场目标的探测性能。在实际情况下，声屏蔽技 则接收信号的信干比约为 −69 dB；等声速传播，声
术可有效抑制干扰的影响，但强干扰会使干扰附近 速取1500 m/s；分段处理时间长度为1 s。
区域的波束能量上升。考虑强干扰带来的相邻空间 对接收信号进行降基频处理后，分别利用 CBF
区域能量影响，本文提出基于声屏蔽和方向零陷的 方法、MVDR 干扰抑制方法、常规波束方向零陷方
联合抑制方法。由于常规波束形成的零阶零陷权矢 法、声屏蔽方法和基于声屏蔽和方向零陷的联合抑
量与声屏蔽权矢量有着相同的表达形式，因而可以 制方法做波束形成，得到如图3所示的波束图。
采用多个点源 (近、远场皆可) 的声屏蔽权矢量递推
0
得到联合抑制方法。 -10
设H i 为第 i个源到阵列的频率响应向量，则第 -20
-30
一个屏蔽源S 1 的屏蔽权向量W c1 可以写为 -40

T
T
∗ −1
∗
W c1 = I − H (H H ) H . (22) Ҫဋ៨/dB -50 CBF
-60
1
1
1
1
MVDR
-70
T
令 H T = H W c1 ，则屏蔽两个源 S 1 和 S 2 的 -80 ࣢᜻ᭆᬞ
2
2c1
ܦࡖᘉ
权向量可以表示为 -90 ᐏՌઃ҄
-100 0 20 40 60 80 100 120 140 160 180
T
T
∗ −1
∗
W c2 = [I − H (H H ) H ]
1 1 1 1 ᝈए/(O)
× [I − H ∗ (H T H ∗ ) −1 H T ]
2c1 2c1 2c1 2c1
图 3 不同波束形成方法对应的波束图
T
T
∗
∗
= W c1 [I − H 2c1 (H 2c1 H 2c1 ) −1 H 2c1 ]. (23) Fig. 3 Beam pattern of various beamforming methods
若要屏蔽 P 个源，可以依此类推，则屏蔽权向
图 3 黑色点划线为 CBF 方法得到波束能量方
量可表示为
位图。从该曲线可以看到，当干扰功率远大于目标
T
W cp = W c(p−1) [I−H ∗ (H pc(p−1) H pc(p−1) ) −1 信号功率时，CBF 方法并不能得到目标信号的方位
∗
pc(p−1)
× H T ], (24) 信息，波束能量集中在干扰方位所在的范围区域。
pc(p−1)
图 3 橙色带点实线为 MVDR 干扰抑制方法得
T
式(24)中，H T = H W c(p−1) 。
pc(p−1) p 到的波束能量图。该曲线在目标信号方向有明显的
将包含远场方向零陷与近场点屏蔽的联合屏
能量分布，但未能有效抑制干扰信号。需要说明的
蔽权向量 W cp 与阵列方向扫描矢量相乘，即可得到
是，由于 MVDR 方法涉及零点选取、数据重叠分段
联合抑制方法的波束扫描权矢量。
以及多频点联合计算窄带协方差矩阵等，与常规方
3 仿真分析 向零陷等后续三种方法有较大的差异；在本例中，它
与其他方法的结果对比可能并不具有普适的意义，
下面通过仿真研究对比上述各干扰抑制方法 因而不作为重要分析对象。
应用于连续波声呐直达波抑制的效果。设接收阵元 图3绿色虚线为常规方向零陷方法处理得到的
个数为 36，阵元间距为 0.375 m，以阵列第 1 个阵元 结果。零点的施加范围为 0 ∼ 5 ；该曲线在大于
◦
◦
为坐标原点，目标处于固定坐标 (4000 m, 4000 m)， 20 后与后续介绍的联合处理方法得到的波束曲线
◦
不需考虑运动带来多普勒频移的影响，发射声源坐 几乎重合。从该曲线中可以看出，信干比过低时，难
标为(1000 m, 0 m)；声源方向与目标方向与阵列方 以实现深凹的波束抑制效果。
向的夹角分别为0 和45 。 图3蓝色带星点实线为采用声屏蔽方法得到的
◦
◦
在第 2 节提到，线性调频连续波声呐可以通过 波束图结果。从该曲线可以看到，直达波所在的方
阵元信号去调频处理及高通滤波去除直达波。为直 位能量被有效的抑制，但附近的方位能量迅速上升，