Page 146 - 《应用声学》2022年第4期

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器并行输出，这里用低通滤波器 H 0 (z) 和 H 1 (z) 代 FIR 滤波器的线性相位特性，所用乘法器数目可以
表其群延时。根据式 (16)，可得第一级群延时约为 表示为
4.3 ms，第二级群延时约为1 ms。再由式 (17)，可求 ⌈ N ⌉
P F = , (18)
滤波器组两级输出后的群延时，表 5 给出了各支路 2
所耗的群延时大小。滤波器组对数据的处理速度应 其中，⌈·⌉代表向上取整。又由L-th FIR 滤波器性质
由支路最大群延时决定，比较表中滤波器组各支路 可知，除中间系数外，每 L 个系数就有一个系数为
群延时，可知本文滤波器组的最大群延时为5.3 ms。 零，则乘法器数目相应地可以表示为
下面来比较在相同采样频率下，各滤波器组的最大 ⌈ (N − 1)(L − 1) ⌉
P L = + 1. (19)
群延时。表 6 给出了不同滤波器组最大群延时的比 2L
较结果。由表可知，相比文献 [15]，本文滤波器组的 由式 (19) 可知，相比于普通 FIR 滤波器，L-th
最大群延时减少了 31.8%，而对于文献 [16]，最大群 FIR 滤波器可以节省近 1/L 的乘法器。因此本文滤
延时也减少了11.7%。这一结果表明，本文滤波器组 波器组总的乘法器个数为
在群延时方面同样具有优势，在实际应用中能够以
. (20)
P total = P H 0
更快的速度处理数据，实时性更高，这在气传导助听
+ P H 2
+ P H 1
器应用中具有十分重要的意义。 根据式 (18)、式 (19) 和式 (20)，可得本文滤波
器组所用乘法器数目为 46。表 7 给出了不同滤波
表 5 滤波器组各支路群延时大小 器组乘法器数量的比较结果。由表可知，本文滤波
Table 5 Delay of each branch of the pro- 器组的乘法器数目仅为文献 [15] 的 24.6%，相比文
posed filter bank
献 [16]，乘法器数目虽有少量增加，但结合前文分析
可知，本文滤波器组在对各类型听损听力图的匹配
滤波器组各支路 群延时/ms
性能和群延时方面具有优势。
B 1 , B 13 5.3
B 2 , B 12 5.3 表 7 各滤波器组硬件复杂度比较
5.3
B 3 , B 11 Table 7 Comparison of complexity with
B 4 , B 10 5.3 other filter banks
5.3
B 5 , B 9
滤波器组 乘法器数目
B 6 , B 7 , B 8 5.3
文献 [15] 187
表 6 各滤波器组最大群延时比较 文献 [16] 33
Table 6 Comparison of maximum group 本文 46
delay with other filter banks
4 结论
滤波器组 最大群延时/ms
文献 [15] 7.77 针对现有滤波器组对在中频段听觉阈值产生
文献 [16] 6.00 突变的听损听力图匹配效果欠佳问题，本文提出了
一种基于 FRM 技术的 13 子带非均匀滤波器组。通
本文 5.30
过研究，得到如下结论：
3.3 硬件复杂度 (1) 现有固定滤波器组使用半带滤波器作为原
接下来分析滤波器组的硬件复杂度，因为乘法 型滤波器。然而，半带滤波器的特殊性质导致滤波
器是电路中最占面积和耗能最大的元件之一，故 器组无法很好地匹配同时在中频段听阈变化较剧
用乘法器的数目表征滤波器组的硬件复杂度。如 烈的听损听力图，这是限制现有固定滤波器组匹配
前所述，本文 13 子带滤波器组共需 3 个 FIR 原型滤 相关听损类型听力图的主要原因。
波器 H 0 (z)、H 1 (z) 和H 2 (z)，其中H 0 (z)和H 2 (z)为 (2) 所提滤波器组对子带的划分进行分频段处
奈奎斯特 FIR 滤波器，也即 L-th FIR 滤波器。由于 理，针对性考虑听力图在相应频段听阈的变化情况，