Page 141 - 《应用声学》2022年第4期

第 41 卷 第 4 期 张勇成等： 面向中频段听阈突变听力损失的非均匀滤波器组设计 639

中子滤波器 H 0 (z) 的“o” 和 “h” 端口，由式 (5) 可知， 式 (12) 中，N 为滤波器的长度，h 0 (n) 为 H 0 (z) 的系
H 0h (z)可以表示为 数。由式 (12) 可知，H 0h (z) 的实现可以在 H 0 (z) 的
基础上对 h 0 (n) 选择性求其相反数，为最大程度地
N−1
∑
H 0h (z) = h 0 (n)(−z) −n , (12) 减小硬件复杂度，二者的实现可以共享乘法器和加
n=0 法器，其高效实现结构如图6所示。
X↼z↽
z -1 z -1 z -1 z -1 z -1 z -1 z -1 z -1
z -1 ण௑ӭЋ

ҫข٨
z -1 z -1 z -1 z -1 z -1 z -1 z -1 z -1
˲ข٨

   
h  ↼↽ h  ↼↽ h  ↼↽

4
H ↼z ↽
2
H ↼z ↽

4
2
图 5 H 2(z ) 与 H 2(z ) 实现结构
2
4
Fig. 5 Implementation structure of H 2(z ) and H 2(z )
z -1 z -1 H 1 (z)与其高通滤波器 H 1h (z) 对应图 3中子滤波器
z -1 ण௑ӭЋ
ҫข٨ H 1 (z) 的 “o” 和 “h” 端口，H 1h (z) 的构造与 H 0h (z)
z -1 z -1
˲ข٨ 相同，这里不再赘述。与第一级类似，为减少乘法器
的数目，第二级子滤波器也可以共享所属子组原型
h  ↼↽ h  ↼↽ h  ↼↽
滤波器的乘法器来实现级联功能。这里以支路 B 6 、
B 7 、B 8 、P 3 (z) 和 Q 3 (z) 为例，其高效结构如图 7 和
H  ↼z↽
图8所示。图7中H 1 (z )为第一级子滤波器的输出。
2
H h ↼z↽
图8 中的寄存器用于存储输入抽样信号经过第一级
图 6 H 0(z) 与 H 0h(z) 实现结构
插值滤波器 H 0 (z )处理后的信号，同时作为第二级
2
Fig. 6 Implementation structure of H 0(z) and H 0h(z)
子滤波器 H 0 (z) 的输入信号。两个级联结构中，子
对于第二级，子滤波器 H 0 (z)、H 0h (z)、H 1 (z)、 滤波器共用各自原型滤波器的乘法器，有效减少了
H 1h (z) 与第一级子滤波器级联提取目标子带，其中 所使用乘法器的数目。

X↼z↽
z -1 z -1 z -1 z -1
z -1 ण௑ӭЋ
ҫข٨
z -1 z -1 z -1 z -1
˲ข٨
֓P ↼z↽֓Q ↼z↽
z -1 z -1
B 
z -1 z -1
     
h ↼↽ h ↼↽ h ↼↽

2
H ↼z ↽
B 


B 
图 7 B 6、B 7 与 B 8 实现结构
Fig. 7 Implementation structure of B 6, B 7 and B 8