Page 140 - 《应用声学》2022年第4期
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638 2022 年 7 月
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图 3 滤波器组总体结构图
Fig. 3 Overall structure of the proposed filter bank
表 2 各子带截止频率及中心频率 其简化结构如图 4 所示。图中输出一表示第一级子
Table 2 Cutoff frequencies and center fre- 滤波器的输出，输出二为经第二级各子滤波器的输
quencies of the subbands 出。本文所有原型滤波器皆为有限冲激响应(Finite
impulse response, FIR) 滤波器，不失一般性，每个
子带 上截止频率/Hz 下截止频率/Hz 中心频率/Hz
原型滤波器的长度都为奇数，出于简洁性的考虑，本
1 — 333 0
节所有滤波器的长度都设定为5。
2 333 667 500
ᣥѣʷ
3 667 1333 1000
4 1333 1906 1620 ᣥК ᣥѣ̄
ኄʷጟ ኄ̄ጟ
5 1906 2667 2286
6 2667 3812 3239
7 3812 4188 4000 H ↼z↽֒ H h ↼z↽֒ H ↼z ↽ H ↼z↽֒ H h ↼z↽
H ↼z ↽֒ H ↼z ↽֒ H ↼z ↽ H ↼z↽֒ H h ↼z↽
8 4188 5333 4761
9 5333 6094 5714
图 4 滤波器组简化结构示意图
10 6094 6667 6380
Fig. 4 Simplified structure diagram of the pro-
11 6667 7333 7000
posed filter bank
12 7333 7667 7500
13 7667 — 8000 对于第一级，由于各子滤波器的输入相同且长
度都为奇数，故使用直接型结构可以共用同一条
2.3 具体实现结构 延时链，以减少滤波器组的整体面积和寄存器的数
由结构图 3 可知，本文滤波器组共需 10 个子滤 目。与此同时，FIR 滤波器的系数对称性保证了其
波器，又由 2.2 节可知，本文滤波器组的 3 个子组分 严格线性相位特性，因此对称系数之间可以共用一
别在其原型滤波器 H 0 (z)、H 1 (z) 和H 2 (z) 的基础上 个乘法器，进一步降低了近一半的乘法器数目。这
构建。因此，各子组滤波器可以共享其原型滤波器 里以 H 2 (z ) 和 H 2 (z ) 为例，其高效实现结构如图
4
2
的乘法器，以减少硬件复杂度。为便于下文分析， 5 所示。同时注意到第一级和第二级中都包含子滤
把滤波器组的总体结构从输入到输出分割为两级， 波器 H 0 (z) 和其高通滤波器 H 0h (z)，分别对应图 3
