Page 216 - 《应用声学》2024年第6期

1392 2024 年 11 月

因此漏源极之间的电压尖峰是由功率管流过 V DC
电流的能量储存在线路和电路板布线的寄生电感
中与 GaN HEMT 的寄生电容共振所产生的，在快 А R off_H C gd_H
ᏹ R in_H Q H C ds_H
速开关条件下，GaN HEMT 在开关瞬变期间会在 ᬦ R on_H
ሏ
其互补的 GaN HEMT 上产生电压尖峰。而极间电
容C gd (漏极与栅极间电容)与回路中的电阻串联电 Q 1_H C gs_H L CS_H
感构成RLC谐振回路形成衰减振荡。 C A_H R A_H

2 桥臂串扰及漏源电压尖峰振荡的抑制 ˙੸ઃ҄ႃ᡹
方法 C gd_L
А R off_L
ᏹ R in_L Q L C ds_L
2.1 基于辅助电容的串扰抑制电路设计 ᬦ R on_L
ሏ C gs_L
通过理论分析和实验可以总结出要减小串扰
Q 1_L
L CS_L
电压振荡幅度和时间，应当增大栅极驱动电阻 R g ， R A_L
C A_L
增大栅源极电容 C gs ，减小栅漏极电容 C gd 。由于过
大的栅极电阻会造成栅源极开通延时增加并且增 ˙੸ઃ҄ႃ᡹
加驱动功率损耗，而栅漏极电容寄生在功率管内部 GND

难以直接减小 C gd 。在采用负压驱动的前提下，综 (a) ˙੸ઃ҄ႃ᡹ڏ
合考虑选择通过外部电路改变栅源极电容C gs 的方 R g R in i Miller
式抑制串扰电压。本文所设计的无源串扰抑制电路 i g C gs
如图 5(a) 中虚线所示，该串扰抑制电路由钳位晶体 C A i gs
i A
管Q 1_H 、Q 1_L ，辅助电容C A_H 、C A_L 和辅助电阻 L CS
R A_H 、R A_L 组成。当驱动电压为低电平时，Q 1 和
(b) ኎஍ႃ᡹ڏ
R off 进入工作状态，驱动电压通过 R off 将驱动电压
拉低至负电压，此时驱动电压为低电平，当正向串扰 图 5 串扰抑制方案电路图
Fig. 5 Circuit diagram of crosstalk suppression
出现时，米勒电流流过驱动电阻 R on 产生一定的电
scheme
压降，为晶体管 Q 1 提供了开启电流，使晶体管 Q 1
导通，米勒电流流过晶体管 Q 1 和辅助电容C A 的辅 通过式 (8) 和式 (9) 可以得到三次非齐次微分
助支路，由于 C A 的存在降低了栅极驱动环路的阻 方程：
抗 [12] ，使得大部分米勒电流流入辅助支路为C A 充 3
C A · L SC · C gs d V GS C gs + C A dV GS dV DS
电，减小了 GaN HEMT 内部栅源极电容的充电电 C gd dt 3 + C gd dt = dt .
流和所获得的电压，从而抑制了串扰。当串扰过程 (3)
结束时，辅助电容器 C A 上的电荷将被辅助电阻器
解该微分方程可以得到 V GS 在辅助电路下的
R A 消耗。当驱动电压为高电平时晶体管Q 1 截止辅
表达式：
助电路不工作，不影响桥臂电路的正常运行。这种
串扰抑制电路不需要外部控制信号和额外的负电 V GS = B 1 − B 1 cos ωt
√
源，降低了驱动电路控制策略的复杂性。 C gd C A L SC C gs dV DS
− √ · sin ωt
设米勒电流经过 C gs 分流后都流入辅助支路， (C gs + C A ) 3 dt
根据图 5(b) 等效电路由基尔霍夫电压定律和基尔 + C gd · dV DS , (4)
霍夫电流定律可以得到： C gs + C A dt
dV DS dV GS dV C A 其中，
C gd = C gs + C A , (1)
dt dt dt √
2 C gs + C A C A L SC C gs
d V GS ω = , B 1 = .
− L CS · C gs . (2)
u GS = u C A 2 C A L SC C gs C gs + C A
dt